电路设计论文篇（1）

2）考虑到开通期间内部MOSFET产生Mill－er效应，要用大电流驱动源对栅极的输入电容进行快速充放电，以保证驱动信号有足够陡峭的上升、下降沿，加快开关速度，从而使IGBT的开关损耗尽量小。

3）选择合适的栅极串联电阻（一般为10Ω左右）和合适的栅射并联电阻（一般为数百欧姆），以保证动态驱动效果和防静电效果。根据以上要求，可设计出如图1所示的半桥LC串联谐振充电电源的IGBT驱动电路原理图。考虑到多数芯片难以承受20V及以上的电源电压，所以驱动电源Vo采用18V。二极管V79将其拆分为＋12．9V和－5．1V，前者是维持IGBT导通的电压，后者用于IGBT关断的负电压保护。光耦TLP350将PWM弱电信号传输给驱动电路且实现了电气隔离，而驱动器TC4422A可为IGBT模块提供较高开关频率下的动态大电流开关信号，其输出端口串联的电容C65可以进一步加快开关速度。应注意一个IGBT模块有两个相同单管，所以实际需要两路不共地的18V稳压电源；另外IGBT栅射极之间的510Ω并联电阻应该直接焊装在其管脚上（未在图中画出），而且最好在管脚上并联焊装一个1N4733和1N4744（反向串联）稳压二极管，以保护IGBT的栅极。

2实验结果及分析

在变换器的LC输出端接入两个2W／200Ω的电阻进行静态测试。实验中使用的仪器为：Agi－lent54833A型示波器，10073D低压探头。示波器置于AC档对输出电压纹波进行观测，波形如图5所示。由实验结果看，输出纹波可以基本保持在±10mV以内，满足设计要求。此后对反激变换器电路板与IGBT模块驱动电路板进行对接联调。观察了IGBT栅极的驱动信号波形。由实验结果看，IGBT在开通时驱动电压接近13V，而在其关断时间内电压接近5V。这主要是电路中的光耦和大电流驱动器本身内部的晶体管对驱动电压有所消耗（即管压降）造成的，故不可能完全达到18V供电电源的水平。

电路设计论文篇（2）

恒温电路设计的研究主要用于电力采集产品上，对电力采集产品来讲，安装在PT侧，需要耐受100℃的温度变化，却要求万分之五的精度。除需要从理论上进行最终的计算和分析外，还要考虑各种因素。如其中重要的一个因素高精度器件的温漂，器件稳定性、可靠性受温度变化的影响，是电子器件不可回避的问题。对于电力采集产品中高精度的AD采集模块，温漂的问题更为严重，要保证AD采集模块精度在允许的范围内，恒温电路的设计是很重要的。基于对电力采集产品应用环境的考虑，将高精度的AD采集模块放置在恒温盒中，同时配合加热电阻来稳定恒温盒温度的方法，来保证环境在－20℃～+75℃变化时，恒温盒内的温度变化在±1℃，使电力产品在万分之五的精度范围以内稳定工作。器件主要由分压电阻、热敏电阻、加热电阻、运放、三极管等组成，从设计上看电路设计简单、稳定性好。选择的运放是低价、高性能、低噪声的双运算放大器ne5532，热敏电阻选择低价，对温度反应灵敏的电阻。根据电路，为了保证恒温盒内的器件工作最佳状态，首先确定恒温盒内要保持的恒定温度，通过测试和计算，恒温盒的温度恒定在75℃为最佳，AD采集模块可以稳定的工作，电力产品可以达到万分之五的精度。当温度降低时，通过分压电阻电路、负反馈电路、恒流源控制电路，加热电阻电路使温度稳定在75℃。

1．2电路具体设计

具体分析如:当温度低于75℃时，由于热敏电阻(MF1是负温度系数的热敏电阻)的阻值变大，V0≠V1，V1＞V0，根据深度负反馈电路虚短、虚断的特点，R18上有电流，在经过负反馈电路放大，后级运算放大U2B同向输入端和反向输入端形成压差，输出电压放大，三级管基极电压大于发射极电压，三级管导通，有电流流过加热电阻，加热电阻加热，再通过三极管、运算放大U2B、电阻等组成的恒流控制源电路控制流过加热电阻电流，使恒温盒温度保持在75℃左右。在设计过程中，要理论计算配合仿真软件。下面是SaberSketch软件仿真结果，根据热敏电阻负温度系数特性，在仿真过程中给热敏电阻设定不同的参数值，从而达到模拟温度升高和温度降低环境的目的。

2应用

电力采集产品安装在PT侧，需要耐受100℃的温度变化，还要求精度在±0．05%以内。AD转换模块是电力采集产品的重要模块，对温度的变化更加敏感，AD转换模块采用ADS8329IRSARG4芯片，其采样精度16位，零位漂移0．4×10－6/℃，增益漂移0．75×10－6/℃，这款芯片具有高精度和高采样率的优点，但对温度变化敏感。AD转换模块在电路设计和器件选择上，尽量保证采样电压的精度并最大程度减小温漂。但还是要考虑温度在－25℃～+75℃变化时，AD模块精度漂移。温漂造成的输出变化必须通过恒温或者温度补偿来去除。由于温度补偿电路需要在芯片设计之初加入，而且无法做到完全补偿，因此，要得到稳定的输出，则必须稳定系统的工作温度，所以AD转换模块放在恒温盒里，在通过恒温控制电路保证温度的恒定。

3测试

恒温设计电路主要保证D采样模块所处的环境温度变化在±1℃，电力采集产品是三相电压，通过三路选通信号对模拟开关74LVC1G3157的控制使得三项交流(A、B、C)模拟信号能够经过滤波后进入到AD转换芯片中，实现模拟到数字的转换，在通过电力还原产品还原成模拟信号。如果环境温度在－25℃～+75℃变化时，电力采集产品和还原产品通过压降仪测试读出的三相电压的差值的幅值在0%～0．06%，相位在0('''')～3('''')之间变化，说明恒温硬件电路设计合理。

电路设计论文篇（3）

100Hz频率计数器的主要功能是在一定时间内对频率的计算。在数字系统中，计数器可以统计输入脉冲的个数，实现计时、计数、分频、定时、产生节拍脉冲和序列脉冲。而本篇论文主要介绍了频率计数器的实现:系统以MAX+PULSLLII为开发环境，通过VHDL语言作为硬件描述语言实现对电路结构的描述。在VHDL语言中采用了一系列的语句,例如:if语句、case语句、loop语句等。这些语句对程序中的输入输出端口进行了解释,并给出实现代码和仿真波形。相关的一些关键词：100Hz；分频；计数；MAX+PULSLLII；VHDL；编译；仿真等。

前言

VHDL是超高速集成电路硬件描述语言（VeryHighSpeedIntegratedCircuitHardwareDescriptionLanguage）的缩写在美国国防部的支持下于1985年正式推出是目前标准化程度最高的硬件描述语言。IEEE（TheInstituteofElectricalandElectronicsEngineers）于1987年将VHDL采纳为IEEE1076标准。它经过十几年的发展、应用和完善以其强大的系统描述能力、规范的程序设计结构、灵活的语言表达风格和多层次的仿真测试手段在电子设计领域受到了普遍的认同和广泛的接受成为现代EDA领域的首选硬件描述语言。目前流行的EDA工具软件全部支持VHDL它在EDA领域的学术交流、电子设计的存档、专用集成电路（ASIC）设计等方面担任着不可缺少的角色。

数字频率计是数字电路中的一个典型应用，实际的硬件设计用到的器件较多，连线比较复杂，而且会产生比较大的延时，造成测量误差、可靠性差。随着复杂可编程逻辑器件（CPLD）的广泛应用，以EDA工具作为开发手段，运用VHDL语言。将使整个系统大大简化。提高整体的性能和可靠性。

本文用VHDL在CPLD器件上实现一种2b数字频率计测频系统，能够用十进制数码显示被测信号的频率，不仅能够测量正弦波、方波和三角波等信号的频率，而且还能对其他多种物理量进行测量。具有体积小、可靠性高、功耗低的特点。

目录

摘要………………………………………………………………………1

前言……………………………………………………………………2

目录……………………………………………………………………3

第一章设计目的………………………………………………………5

1.1设计要求……………………………………………………5

1.2设计意义……………………………………………………5

第二章设计方案………………………………………………………6

第三章产生子模块……………………………………………………7

3.1分频模块……………………………………………………7

3.2分频模块源代码………………………………………………8

3.3仿真及波形图…………………………………………………9

第四章计数模块………………………………………………………9

4.1．计数模块分析…………………………………………………9

4.2．计数模块源代码………………………………………………10

4.3计数模块的仿真及波形图……………………………………12

第五章显示模块……………………………………………………12

5.1七段数码管的描述……………………………………………13

5.2八进制计数器count8的描述…………………………………14

5.3七段显示译码电路的描述……………………………………15

5.4计数位选择电路的描述………………………………………16

5.5总体功能描述……………………………………………18

5.6显示模块的仿真及波形图………………………………19

第六章顶层文件…………………………………………………20

6.1顶层文件设计源程序…………………………………………20

6.2顶层文件的仿真及波形图………………………………………21

结语…………………………………………………………22

参考文献……………………………………………………23

致谢…………………………………………………………24

附件…………………………………………………………25

第一章设计目的

1.1设计要求

a.获得稳定100Hz频率

b.用数码管的显示

c.用VHDL写出设计整个程序

1.2设计意义

a.进一步学习VHDL硬件描述语言的编程方法和步骤。

b.运用VHDL硬件描述语言实现对电子元器件的功能控制

c.熟悉并掌握元件例化语句的使用方法

电路设计论文篇（4）

2S3R电路线性模型和控制闭环优化设计

2.1功率级模型及其线性化

S3R控制环路模型可以简化成由误差电压作为控制输入端，输出电流作为最终控制结果的模型，忽略迟滞比较器的非线，将n个滞环控制器按照滞环电压与所对应的电流排列起来，如图3所示，虽然两级不是完全按照对角线连接起来，但是随着级数的增加，就可以把它近似线性化，简化控制系统设计．

2.2控制环路设计

S3R电路控制环路工作原理为当方阵供电电流超出负载要求时，母线电容充电，母线误差放大信号UMEA升高并达到回差比较电路设计的比较上限时，对应分流开关管短路．当方阵供电电流不满足负载要求时，母线电容放电，母线误差放大信号UMEA下降并达到回差比较电路设计的比较下限时，对应分流开关管开路．

3S3R电路稳健优化设计

通过对S3R电路常态仿真分析，母线输出电压满足(42±0.5)V标称要求，然后对电路进行灵敏度仿真分析，考虑当电路各个参数发生变化时，母线输出电压范围有多大程度的变化，据此找出可能引起母线输出电压最大变化的器件或参数，并确定在接下来的设计流程中着重处理哪些参数．灵敏度分析结果的数值越大，相应参数对输出变化的影响越大．通过灵敏度分析，找到对电路母线电压输出范围影响最大的参数，下面基于参数扫描分析稳压管，母线滤波电容，方阵电流，负载功率变化对母线电压的影响，并对母线滤波电容进行优化．本文对S3R电路进行最坏情况分析．具体过程如下:确定单级S3R电路为最坏情况分析电路对象;然后针对S3R电路工作环境及任务情况，定义最坏情况条件，令S3R电路参数值在表2浮动范围内按照正态分布随机取样;对所取样的参数值进行100次蒙特卡洛分析，检验在最坏情况下，器件在一定范围内浮动对母线电压输出的影响。

4结论

1)对在saber中搭建的S3R电路模型进行常态仿真分析，结果表明母线输出(42±0.2)V电压，满足±0.5V波动范围要求．

2)通过灵敏度分析找到对S3R电路母线输出性能影响最大的元器件．通过参数扫描分析，对母线滤波电容参数进行优化，确定母线滤波电容为6mF时，S3R电路母线电压输出稳定性更好，动态响应更快，过冲更小;稳压管在受－40～80℃温度影响变化内，电路母线电压输出满足在(42±0.5)V波动．并检验了单级S3R电路在一定方阵电流供给下的带载能力;

电路设计论文篇（5）

1.2电路设计在图1中，输入信号通过2个3dBLange桥后，分别送入两个放大器；一般情况下，两路信号功率相差15dB以上，可保证A1工作在线性状态。设放大器的线性增益为G0，放大器1和2的输出分别为。为了准确地拟合主放大器的非线性特性，放大后的误差信号应与主功放的非线性分量相等，即非线性工作的放大器应与主放大器工作在相同的功率回退状态。功分器和耦合器1均采用相同的3dBLange桥实现（δ1＝δ2＝0．707），整个预失真电路的增益应为0，可以满足上述要求。结合（7）、（9）、（10）三式，可以确定耦合器的耦合度和各个衰减器的大小。通过调节延时线的长度和微调衰减器的大小，得到对主放大器线性度较好的改善效果。采用ADS进行仿真，G0＝25．5dB，衰减器1的衰减量为22dB，衰减器2的衰减量为5．4dB，定向耦合器的耦合度为－16．7dB。耦合器2也选择Lange桥，不仅简化了电路的设计，同时也节约了版图面积。

2测试结果

本设计采用0．15μmGaAs工艺实现，芯片面积为1．9mm×3．0mm，芯片结构如图3所示。该预失真单片的中心频率为21GHz，采用5V电压供电，直流功耗0．8W。采用矢量网络分析仪测试该预失真电路的增益和相位特性，设置中心频率为21GHz，输入功率扫描范围为－20～14dBm。测试结果如图4所示。该预失真电路可以提供3dB的增益扩张，以及20°以上的相位压缩。验证了该芯片可以产生预失真信号后，将其与功率放大器级联，测试其对功率放大器线性度的改善情况。测试结果表明，加入预失真电路后，功率放大器的P－1从22．2dBm提升至22．8dBm，相位误差从P－1处20°以上减小至3°以内，如图5所示。虽然增益波动最大为－0．4dB，但是该预失真电路修正了绝大部分的相位误差，同时一定程度上提高1 dB压缩点。为了验证该预失真电路的线性化效果，进一步测试采用中心频率为21GHz、间隔为10MHz的双音信号作为输入信号，比较相同的输出功率下，加入预失真芯片前后三阶交调指标改善情况，如图6所示。测试结果表明，该预失真芯片对功率放大器三阶交调最高可有27dBc的改善，在功率回退3dB时，可有5dBc的改善。在对功率放大器三阶交调为－30dBc的抑制条件下，驱动放大器输出功率从13dBm提高至17．5dBm。但是，五阶分量在回退过程中会有一定程度的恶化，如图7所示。由于流片过程中采用的电容比设计电容小20％，预失真电路中功放的特性出现了一定的偏差，导致了幅度修正不平坦、三阶分量在回退至小功率时改善效果不明显，也是五阶分量恶化的主要原因。对五阶分量改善不好的另一原因是要对高阶分量有很好的抑制，需要精确地产生预失真信号，而产生该信号非常困难，通常的做法是预失真系统中包含某种反馈以实现自适应，而这会使电路的复杂程度增大。为了验证该预失真电路的通用性，将该芯片与一高功率放大器（HPA）级联，进行了双音信号测试，结果如图8所示。在功率回退的整个过程中，IM3均有不同程度的改善，在输出29dBm时可改善15dBc以上，同时五阶分量并不会恶化。在－30dBc的抑制条件下，HPA输出功率可从28dBm提高至33dBm。

电路设计论文篇（6）

2驱动电路设计

2．1光纤发送电路由DSP发出的PWM信号先通过RC滤波和施 密特触发器整形后送给后面的光纤发送电路，转换为光信号，如图3所示。RC低通电路的参数如图3所示，截止频率fp=1/2πR1C1=6．8MHz，可滤除PWM波的高频干扰，二极管D1、D2将电平钳位在0V或5V，反相施密特触发器74HC14输出传递延迟为几十ns。二输入与非门SN75452的目的是为增强驱动能力。光纤发送、接受器分别采用AVAGO的HFBR1521和2521，这对组合能实现5MBd的传输速率下最大20m的传输距离。

2．2驱动转接电路驱动转接电路接收光纤传递过来的PWM波信号，将光信号转换为电信号，然后分成两路送给并联的两个IGBT的驱动器。图4为驱动转接电路的部分原理图。为了防止IGBT直通［7］，要求IGBT上、下管驱动信号不能同时为高电平。驱动转接电路将输入的两路信号PWM-A，PWM-B(对应IGBT上、下管驱动信号，低电平有效)其中一路信号做“非”处理然后与另一路信号做“与非”处理，这样，当驱动转接电路输入的两路PWM信号同时为低电平时，驱动转接电路输出PWM信号为低电平(高电平有效)，IG-BT上、下管均关断而不会直通。IGBT发生故障时，如过流、短路和驱动器电源欠压等，驱动器会反馈故障信号给驱动转接电路(图4中的SO1、SO2)。在驱动转接电路中将PWM信号与IGBT故障反馈信号SO(低电平有效)做“与”处理，这样当驱动器检测到IGBT故障时，驱动转接电路会封锁PWM信号输出(输出低电平)，及时关断IGBT。同时故障信号经驱动转接电路、光纤发送电路反馈给DSP，DSP对其处理后发出相应保护指令。

2．3驱动器电路

2．3．1输入信号处理2SP0320T2A0是基于CONCEPT公司的SCALE－2芯片组的驱动器。该驱动器采用脉冲变压器隔离，通过磁隔离把信号传到高压侧。根据脉冲变压器一次侧二次侧，芯片分为原方和副方。原方芯片有两个重要的特点:①芯片带宽很高，可以响应极高频的信号;②芯片的两个脉冲信号INA、INB输入跳变电平比较低，虽具有施密特特性，可是若噪声超过这个数值，驱动器也能响应。在SCALE－2输入芯片中，一般不使用窄脉冲抑制电路。但是若驱动器前端脉冲信号进行长线传输时，鉴于上述噪声干扰，窄脉冲抑制电路非常必要，然后再经施密特触发器CD40106，可将信号跳沿变得陡峭。门电路要就近接入INA、INB脚，如图5所示。为提高抗干扰能力可以在接收端放置一数值较小的下拉电阻，为提高输入信号的信噪比则可在输入侧配置电阻分压网络提高输入侧的跳变门槛，例如本来输入电压门槛分别为2．6V和1．3V经电阻R1=3．3kΩ和R2=1kΩ提高到了11．18V和5．59V。

2．3．2报错信号的处理报错信号SO管脚直接连到ASIC中，其内部为漏极开路电路，对噪声比较敏感，且连线越长，对噪声越敏感。对SO信号的处理有以下的方法:(1)SO信号必须有明确电位，最好就近上拉;(2)SO信号经过长线传输时，可以配合门电路，提高电压信号抗干扰能力，且接收端配合阻抗合适的下拉电阻;(3)SO接10Ω小电阻，再用肖特基二极管做上下箝位保护，控制器端用电阻上拉。如图6所示对应上述的第2种，虚线表长线传输。

2．3．3IGBT短路保护当IGBT发生短路时，短路电流会在短时间内图6报错信号处理达到额定电流的5倍～6倍［8］，此时必须关断IG-BT。否则会造成IGBT不可恢复的损坏，因此为保护功率器件，需要设计保护电路。短路检测一般用电阻或者二极管，检测功率器件C、E的饱和压降，图7则为二极管检测电路，当IGBT发生短路时，集电极电位上升，二极管截止，VISO通过R向C充电至参考电位，相应的比较器输出翻转，从而检测到短路状态。式中:VGLX为驱动器的关断电压，2SP0320T－2A0关断电压为－10V，C的值推荐在100pF～1nF，R的值推荐在24kΩ～62kΩ。驱动器短路保护原理如图8所示(由电阻Rvce检测短路)。其中VISO、VE、COM是由芯片内部将副边输出25V电源处理出来的端口。VISO、VE之间15V，是稳压的，COM、VE之间－10V，是不稳的。当IGBT导通时，B点电位从－10V开始上升(内部mosfet将B点电位箝在－10V)，IGBT集电极电位开始下降至Vcesat(2V左右)，最终B点电位也达到Vcesat;当IGBT短路后，IGBT会退出饱和区，此时A点电位(集电极)会迅速上升到直流母线电压，A点通过电阻向B点充电，由二极管钳位，B点电压在15V左右。经过一段时间后(极短的时间)，B点电位上升到参考电压C点，比较器翻转，IGBT被关断。参考电压通过电阻R2来设置，VREF=150μA•R2。由于密勒电容的存在，当IGBT短路时，门极电位会被抬升，相应短路电流会增大。门极钳位电路可以将门极电位钳住，以确保短路电流不会超过规定的范围，一般有俩种方法:①G和E之间接一个双向的TVS。②门极直接接一个肖特基二极管将门极钳位在15V。IGBT发生短路时，此时关断管子di/dt会很大，电路中的杂散电感会感应出很高的尖峰电压或较大的dv/dt，关断过压值可通过Vtr=Lsdi/dt计算，Ls表杂散电感，这些都可能损坏IGBT。有源钳位电路［9］则可以钳住IGBT的集电极电位，当集电极－发射极电压超过阈值时，部分打开IGBT，从而令集射电压得到抑制。有源钳位电路一般在发生故障时才会动作，正常时不动作，因为在器件正常关断时产生电压尖峰不太高，但过载和发生短路时，此时关断管子会产生非常高的电压尖峰。最基本的有源钳位电路，只需要TVS管和普通快恢复二极管即可构成，但存在TVS管功耗大和钳位效果不好等缺点，基于SCALE－2设计的AdvancedActiveClamping电路改进了这些缺陷，钳位的准度及电路的有效性大大提高，可参考文献［10］。

3实验波形与分析

将设计出IGBT驱动电路应用在前面所述500kW光伏逆变器上。我们用示波器分别测量一路PWM信号光纤发送板的输出波形和光纤转接板的输入波形，如图9(a)所示，测量光纤转接板输出波形和IGBT驱动器输出波形，如图9(b)所示。同一桥臂上下管的驱动信号如图9(c)所示。可以看出，该驱动电路信号传输延迟小，跳沿陡峭，信号无失真，说明其抗干扰能力强。上下管的脉冲之间明显有一死区时间，可防止桥臂直通。采用了该驱动电路的500kW光伏逆变器运行状况良好。我们测量了其约80%负载时并网电流波形，如图9(d)所示，电流波形为光滑正弦波，总谐波畸变率THD＜2%。

电路设计论文篇（7）

2非微电子专业集成电路设计课程实践

根据以上原则，信息工程大学根据具体实际，在计算机、通信、信号处理、密码等相关专业开设集成电路芯片设计技术课程，根据近两年的教学情况来看，取得良好的效果。该课程的主要特点如下。优化的理论授课内容1）集成电路芯片设计概论：介绍IC设计的基本概念、IC设计的关键技术、IC技术的发展和趋势等内容。使学员对IC设计技术有一个大概而全面的了解，了解IC设计技术的发展历程及基本情况，理解IC设计技术的基本概念；了解IC设计发展趋势和新技术，包括软硬件协同设计技术、IC低功耗设计技术、IC可重用设计技术等。2）IC产业链及设计流程：介绍集成电路产业的历史变革、目前形成的“四业分工”，以及数字IC设计流程等内容。使学员了解集成电路产业的变革和分工，了解设计、制造、封装、测试等环节的一些基本情况，了解数字IC的整个设计流程，包括代码编写与仿真、逻辑综合与布局布线、时序验证与物理验证及芯片面积优化、时钟树综合、扫描链插入等内容。3）RTL硬件描述语言基础：主要讲授Verilog硬件描述语言的基本语法、描述方式、设计方法等内容。使学员能够初步掌握使用硬件描述语言进行数字逻辑电路设计的基本语法，了解大型电路芯片的基本设计规则和设计方法，并通过设计实践学习和巩固硬件电路代码编写和调试能力。4）系统集成设计基础：主要讲授更高层次的集成电路芯片如片上系统（SoC）、片上网络（NoC）的基本概念和集成设计方法。使学员初步了解大规模系统级芯片架构设计的基础方法及主要片内嵌入式处理器核。

丰富的实践操作内容1）Verilog代码设计实践：学习通过课下编码、上机调试等方式，初步掌握使用Verilog硬件描述语言进行基本数字逻辑电路设计的能力，并通过给定的IP核或代码模块的集成，掌握大型芯片电路的集成设计能力。2）IC前端设计基础实践：依托Synopsys公司数字集成电路前端设计平台DesignCompiler，使学员通过上机演练，初步掌握使用DesignCompiler进行集成电路前端设计的流程和方法，主要包括RTL综合、时序约束、时序优化、可测性设计等内容。3）IC后端设计基础实践：依托Synopsys公司数字集成电路后端设计平台ICCompiler，使学员通过上机演练，初步掌握使用ICCompiler进行集成电路后端设计的流程和方法，主要包括后端设计准备、版图规划与电源规划、物理综合与全局优化、时钟树综合、布线操作、物理验证与最终优化等内容。灵活的考核评价机制1）IC设计基本知识笔试：通过闭卷考试的方式，考查学员队IC设计的一些基本知识，如基本概念、基本设计流程、简单的代码编写等。2）IC设计上机实践操作：通过上机操作的形式，给定一个具体并相对简单的芯片设计代码，要求学员使用Synopsys公司数字集成电路设计前后端平台，完成整个芯片的前后端设计和验证流程。3）IC设计相关领域报告：通过撰写报告的形式，要求学员查阅IC设计领域的相关技术文献，包括该领域的前沿研究技术、设计流程中相关技术点的深入研究、集成电路设计领域的发展历程和趋势等，撰写相应的专题报告。

电路设计论文篇（8）

2电荷放大器电路的设计

图3为本文设计实际电荷放大器仿真电路图。图中，电荷放大器内部只能做到非完全补偿，势必会产生自激振荡，在运算放大器中接入由电容C1组成的补偿电路，可以消除自激振荡。新型电荷放大器电路可以看作是一个电容负反馈增益积分放大器，所以电荷放大器反馈电容C9的选择必须与积分网络的反馈电容基本要相同[6]新型电荷放大器输出灵敏度是通过调节电荷放大器的反馈电容C9来实现的。要求反馈电容C9的值不能取太小，否则分布电容会产生很大的影响；但是反馈电容C9的值也不能取太大，否则漏电太大。电荷放大器是采用了电容负反馈，所以电荷放大器对直流工作点相当于开环，导致零点漂移较大；为了减少零漂，使电荷放大器工作稳定，一般在反馈电容两端并联一个积分漂移泄漏电阻R5（1012以上）做反馈，提供直流反馈，以保持电荷放大器电路正常工作[7]。

3仿真与分析

本文采用Multisim12仿真软件对电荷放大器电路进行仿真测试。仿真电路主要有两个目的：第一，要注意电荷放大器在不同信号强度下延时变化情况。第二，同时要求检测信号通过电荷放大器放大的效果。因为时间测量的精度决定了超声波气体流量计传播时间的测量精度，所以要求在不同的电流强度下，看信号相位差变化大小。相位差测量方法一般有阈值法、峰峰值测量法和过零检测法。阈值法是先假定一个值，当信号都经过这个值时作为测量的依据，但是在不同信号强度下的电流，电压值在不停的变化，我们根本无法用阈值法来测量小信号相位差。峰峰值测量法是测量两个波形的最大正值或是最大负值。然而对于小信号用峰峰值进行测量时，噪声会对峰峰值检测会产生很大的影响，这个测量方法虽然简单，但是准确度不是很高。过零检测法是一种经典的调制域分析方法,通过测量两个同频率信号过零的时间差，从而确定电荷放大器的时间延时，如图4所示。此方法简单可靠，实用性强，能够实现高精度测量。本文采取以第二波过零为基准来测量时间延时的大小。用Multisim12仿真电荷放大器在不同的信号强度下测得时间延时的大小，如表2所示。根据表1的数据，用MATLAB编写信号强度与时间延时曲线图如图5所示。如图5所示，电荷放大器的延时时间会随着信号强度呈指数规律衰减，因此电荷放大器引起延时变化很大，故对实验测量的结果造成严重的影响。为了克服这一缺陷，需要设计一种增益补偿电路来提高测量超声波气体流量计传播时间的精度。我们设计的时间增益补偿电路如图6所示。主要是利用通滑动变阻器和电荷放大器来实现增益补偿。压电传感器发射超声波信号具有连续性，根据每次接收到超声波信号的强弱来调整滑动变阻器的阻值，使电荷放大器的延时保持在一个固定值。这样可以保证每次检测信号通过电荷放大器的延时都是一样，提高测量的精度。所以只要选择合理的芯片和反馈电阻的大小，使前面的曲线下降和后面的曲线上升，就可以实现增益补偿的目的，这样就可以很好的补偿电荷放大器造成的时间延时[8]。在图6中，在不同信号强度下电流的大小，通过调节可变电容与可变电阻使得电荷放大器延时保证一致。如表3所示。根据表2的数据，通过MATLAB编写补偿后时间延时曲线图如图7所示。由图7可知，信号通过增益补偿后不论通过电荷放大器信号强弱，时间延时都是相等。这样使得测量时间更加精确。信号在200kHz，1μA条件下，通过电荷放大器和滤波器电路以后的波形如图8所示。由图8我们可以看到信号经过电荷放大器放大的波形的效果很好，原始信号的电压值大约在300多μV,而放大后的信号大概在20mV左右。

4实际应用效果

由于仿真为实际应用提供了可靠的理论基础，电荷放大器在实际应用效果很好，图9就是信号放大后通过示波器得到的实际波形，由图9可知杂波干扰基本是在200mV以内，信噪比很高。

电路设计论文篇（9）

固态电源的基本任务是安全、可靠地为负载提供所需的电能。对电子设备而言，电源是其核心部件。负载除要求电源能供应高质量的输出电压外，还对供电系统的可靠性等提出更高的要求。

IGBT是一种目前被广泛使用的具有自关断能力的器件开关频率高广泛应用于各类固态电源中。但如果控制不当，它很容易损坏。一般认为IGBT损坏的主要原因有两种：一是IGBT退出饱和区而进入了放大区使得开关损耗增大；二是IGBT发生短路，产生很大的瞬态电流，从而使IGBT损坏。IGBT的保护通常采用快速自保护的办法即当故障发生时，关断IGBT驱动电路，在驱动电路中实现退饱和保护；或者当发生短路时，快速地关断IGBT。根据监测对象的不同IGBT的短路保护可分为Uge监测法或Uce监测法二者原理基本相似都是利用集电极电流IC升高时Uge或Uce也会升高这一现象。当Uge或Uce超过Ugesat或Ucesat时，就自动关断IGBT的驱动电路。由于Uge在发生故障时基本不变，而Uce的变化较大并且当退饱和发生时Uge变化也小难以掌握因而在实践中一般采用Uce监测技术来对IGBT进行保护。本文研究的IGBT保护电路，是通过对IGBT导通时的管压降Uce进行监测来实现对IGBT的保护。

采用本文介绍的IGBT短路保护电路可以实现快速保护，同时又可以节省检测短路电流所需的霍尔电流传感器，降低整个系统的成本。实践证明，该电路有比较大的实用价值，尤其是在低直流母线电压的应用场合，该电路有广阔的应用前景。该电路已经成功地应用在某型高频逆变器中。

1短路保护的工作原理

图1(a)所示为工作在PWM整流状态的H型桥式PWM变换电路（此图为正弦波正半波输入下的等效电路，上半桥的两只IGBT未画出），图1(b)为下半桥两只大功率器件的驱动信号和相关的器件波形。现以正半波工作过程为例进行分析（对于三相PWM电路，在整流、逆变工作状态或单相DC／DC工作状态下，PWM电路的分析过程及结论基本类似）。

在图1所示的电路中，在市电电源Us的正半周期，将Ug2.4所示的高频驱动信号加在下半桥两只IGBT的栅极上，得到管压降波形UT2D。其工作过程分析如下：在t1～t2时刻，受驱动信号的作用,T2、T4导通（实际上是T2导通,D4处于续流状态），在Us的作用下通过电感LS的电流增加，在T2管上形成如图1（b）中UT2D所示的按指数规律上升的管压降波形，该管压降是通态电流在IGBT导通时的体电阻上产生的压降；在t2～t3时刻，T2、T4关断，由于电感LS中有储能，因此在电感LS的作用下，二极管D2、D4续流，形成图1（b）中UT2.D的阴影部分所示的管压降波形，以此类推。分析表明，为了能够检测到IGBT导通时的管压降的值，应该将在t1～t2时刻IGBT导通时的管压降保留，而将在t2～t3时刻检测到的IGBT的管压降的值剔除，即将图1（b）中UT2.D的阴影部分所示的管压降波形剔除。由于IGBT的开关频率比较高，而且存在较大的开关噪声，因此在设计采样电路时应给予足够的考虑。

图2IGBT短路保护电路原理图

根据以上的分析可知，在正常情况下，IGBT导通时的管压降Uce(sat)的值都比较低，通常都小于器件手册给出的数据Uce(sat)的额定值。但是，如果H型桥式变换电路发生故障（如同一侧桥臂上的上下两只IGBT同时导通的“直通”现象），则这时在下管IGBT的C～E极两端将会产生比正常值大很多的管电压。若能将此故障时的管压降值快速地检测出来，就可以作为对IGBT进行保护的依据，从而对IGBT实施有效的保护。

2短路保护电路的设计

由对图1所示电路的分析，可以得到IGBT短路保护电路的原理电路图，如图2所示。在图2所示电路中IC4及其器件构成选通逻辑电路，由IC5及其器件构成滤波及放大电路，IC2及其器件构成门限比较电路，IC1及其器件构成保持电路。正常情况下，D1、D2、D3的阴极所连接的IC2D、IC2C及CD4011的输出均为高电平，IC1的输出状态不会改变。假设由于某种原因，在给T2发驱动信号的时候，H型桥式PWM变换电路的左半桥下管T2的管压降异常升高（设电平值为“高”），即T2－d端电压异常升高，则该高电平UT2－d通过R2加在D8的阴极；同时，发给T2的高电平驱动信号也加在二极管D5的阴极。对IC2C来说，其反相输入端为高电平，若该电平值大于同相输入端的门槛电平值的话，则IC2C输出为“低”。该“低”电平通过D2加在R－S触发器IC1的R输入端，使其输出端Q的输出电平翻转，向控制系统发出IGBT故障报警信号。如果是由于右半桥下管T4的管压降异常升高而引起IC2D输出为“低”，则该“低”电平通过D1加在R－S触发器IC1的R输入端，使其输出端Q的输出电平翻转，向控制系统发出IGBT故障报警信号。由IC5A和IC5C及其器件构成的滤波及放大电路将选通电路送来的描述IGBT管压降的电压信号进行预处理后，送给由IC5B构成的加法器进行运算处理。若加法器的输出电平大于由R22和R32确定的门槛电平，则会使R－S触发器IC1的R端的第三个输入端为“低”，也向控制系统发出IGBT故障报警信号。改变由R22和R32确定的门槛电平，就可以灵活地改变这第三路报警信号所代表的物理意义，从而灵活地设计保护电路。图2中的端子T4－d、T2－d，分别接在T4、T2的集电极上，T4－G、T2－G分别接IGBT器件T4、T2的驱动信号。在电路设计时应该特别注意的是，D8、D5、D9、D4必须采用快速恢复二极管。

3仿真及实验结果

电路设计论文篇（10）

2照明灯电压闭环控制

光敏三极管接收的光强信号经处理送入压控开关电源的控制端，对输出电压进行控制，使加在灯丝两端的电压随光强的变化而改变，从而实现照明灯电压的自动调节。通过设计的硬件电路，可以实现设备所需的标准背景电平，调节出口处光强的强与弱，都可以根据信号的变化，自动将输出灯压调到合适范围内，实现照明灯的闭环控制。

3设计方法

3.1电源模块

本电源是两个独立电源的组合体，其中主控电源是一个可靠、大电流压控电源，其输出电压随其控制端外加的直流电压的改变而变化。输出电压为交流220V+20%,50Hz。输出电压精度及负载能力、电路保护功能都有输出短路保护。图4为电源控制特性曲线，可清晰的看出电源模块输出电压随控制电压的关系。

3.2运算放大器

运算放大器[4-5]具有两个输入端和一个输出端，如图5所示，其中标有“+”号的输入端为“同相输入端”而不能叫做正端)，另一只标有“一”号的输入端为“反相输入端”同样也不能叫做负端，如果先后分别从这两个输入端输入同样的信号，则在输出端会得到电压相同但极性相反的输出信号：输出端输出的信号与同相输人端的信号同相，而与反相输入端的信号反相。本文设计应用LM型运算放大器，通过电路设计来完成合理控制电压输出。

3.3ProtelDXP

ProtelDXP2004[6]是一个32位的电子设计系统，它是一套构建在板级设计与实现特性基础上的EDA设计软件，其主要功能包括电路原理图设计、印刷电路板设计、改进型拓扑自动布线、模拟/数字混合信号仿真、布局前/后信号完整性分析、PLD2004可编程逻辑系统，以及完整的计算机辅助（CAM）输出和编辑性能等。原理图设计系统是ProtelDXP2004的主要功能模块之一，提供了强大的电路原理图绘制功能：1)功能完善的多功能编辑器；2)层次化、多通道的原理图编辑环境；3)交互式全局编辑功能；4)强大的电路设计自动化功能。本文通过此软件设计背景电路模块，实现背景目标的模拟，也为工程实践打下基础。图6为背景目标电路的主要设计部分，可实现背景照明等的电压调控，再根据电压控制电路调节获得检测仪所需要的背景电平信号，从而达到标准。

3.4Multisim

Multisim[7]是美国国家仪器（NI）有限公司推出的以Windows为基础的仿真工具，适用于板级的模拟/数字电路板的设计工作。它包含了电路原理图的图形输入、电路硬件描述语言输入方式，具有丰富的仿真分析能力。仿真的内容：1）器件建模及仿真；2）电路的构建及仿真；3）系统的组成及仿真；4）仪表仪器原理及制造仿真。

4研究结果与分析

4.1电路仿真图

如图7为模拟背景电路电压输出仿真，根据仿真图可以得出电路反应时间以及输出电压值，根据设计，得到电压值为0.424V，基本上符合研究计划的0.4~0.55V标准，可以为此检测仪进行设备的性能参数检测提供均匀的符合标准的光源。通过主控计算机输出的控制指令，使输出的背景在0.4~0.45V区间，进行设备的各性能参数测试。

4.2背景目标实现

应用ProtelDXP2004软件进行PCB板设计连接，以此进行实装电路构造，并组合此检测系统，验证此设计的正确性。图8为本文设计电路所生成的目标背景信号源，根据主控计算机的输出命令，调节输出电压，应用设备对背景目标进行信号采集观测，可观测到图8中的亮斑即为目标源。为下一步进行目标跟踪、数据处理打下基础。