偏置电路设计篇（1）

中图分类号：S611文献标识码： A

1.引言

大多数运算放大器要求双电源供电，即用两个端电压大小相等、极性相反的电源分别与运算放大器的+VCC端子和-VEE端子相连，而公共端接地。运算放大器本身没有接地端子，任何接地的输入信号源也就自动以+VCC和-VEE之间的中点电压（地电位）为参考点，所以输出电压也自动以地电位为参考点。单电源供电则不同，电源的正负端分别与+VCC和-VEE相接，-VEE同时作为输入输出的接地点。单电源和双电源供电最大的不同是输出的动态范围，双电源供电的输出电压不可能低于-VEE，也不可能高于+VCC，因此输出动态范围是接近但小于从-VEE到+VCC的一个正负区间；而单电源供电的输出动态范围是接近但小于0V到+VCC的一个正值区间。单电源运放设计技术的复杂性，就在于除了要考虑输入输出之间的传输特性，如的同相、反相以及增益外，还要根据输入信号的变化范围设计适当的偏置电路，让输出信号的变化始终处在低于电源电压VCC的正值范围以内。要解决这个问题有时采用交流耦合可能会简单一些，但这会使带宽变窄，对于某些输出信号变化非常缓慢的传感器来说不适用。因此本文只讨论直流耦合单电源运放的设计技术。

实际上，因为运算放大器本身没有接地管脚，无论双电源供电的普通运放还是特意指明的单电源运放，只要+VCC和-VEE之间不超过最大额定电压，都可以双电源供电或单电源供电，但普通运放采用单电源供电做不到0V输入、0V输出，应用有一定的局限性。而特意指明的单电源运放，由于内部输入输出电路经过专门设计，既可以0V输入也可以0V输出，比如LM324的输出范围是0V至VCC-1.5V。特别是具有轨对轨（Rail-to-Rail）特性的单电源运放比如OPA2350、MAX4634、MAX492等，输出范围非常接近0V到VCC。再就是普通运放一般需要±10V以上的电压才具有良好的性能，改为单电源供电后需要20V以上，这对低压、低功耗的的便携设备是不太合适的。以下讨论都以具有轨对轨特性的单电源运放为基础。

2.设计思路

设计一个单电源供电的运放电路，如果已知输入电压从变化到时，对应的输出电压从变化到，那么根据线性关系，对于允许范围内任意的输入电压，相应的输出电压必然满足直线方程：

其中，

是电路的交流增益，是同相放大电路，是反相放大电路。是由偏置作用在输出电压上产生的偏移电压（表现为轴上的截距），可由任意一对已知的输入、输出电压求得：

通常它与输入电路上所加的一个固定偏置电压源存在如下比例关系：

是比例系数。对普通双电源运放总有，而单电源运放却不一定，而且可正、可负。综合上述、及与和的各种组合，可以得到表1列出六种情况，分别对应着一种类型的电路。因此，我们可以事先根据和的取值特征，以 作为传输特性设计出六种类型的通用电路，并给出和与电路元件之间的关系式。针对具体应用时，只要根据设计要求，任意给出两对输入输出电压，便可通过前边给出的公式计算出电路的交流增益和偏移电压，然后根据和的符号和取值选择相应类型的电路，并计算元件参数。

表1

3.不同类型的单电源运放电路

以下各个电路中略去了电源的连接。实际一概应为：电源的正端接运放的+VCC管脚，负端接-VEE管脚和地。

3-1 ， 无偏置同相放大电路

可以采用图1所示的电路。输出与输入电压的关系为：

图1 ， 无偏置同相放大电路

对比 ，电路的交流增益为，。

3-2 ， 无偏置反相放大电路

可以采用图2所示的电路。输出与输入电压的关系为：

图2 ， 无偏置反相放大电路

对比 ，电路的交流增益为，。

3-3 ， 正偏置同相放大电路

可以采用图3所示的电路。输出与输入电压的关系为：

图3 ， 正偏置同相放大电路

对比 ，以及，可知电路的交流增益和偏置系数分别为：

这种电路允许输入信号在正负之间变化，当时，输出动态范围最大。

如果让电路中，，则输出与输入的关系可以简化成：

电路的偏置系数，交流增益和偏移电压可以分别调整互不影响，而且只有两个电阻参数需要计算。此时，电路获得最大输出动态范围的条件是。

3-4 ， 正偏置反相放大电路

可以采用图4所示的电路。输出与输入电压的关系为：

图4 ， 正偏置反相放大电路

对比 ，以及，可知电路的交流增益和偏置系数分别为：

这种电路也允许输入信号在正负之间变化，且当时，输出动态范围最大。

让电路中，，则输出与输入的关系可以简化成：

电路的偏置系数，交流增益和偏移电压可以分别调整互不影响，而且只有两个电阻参数需要计算。此时，电路获得最大输出动态范围的条件是。

3-5 ， 负偏置同相放大电路

可以采用图5所示的电路。输出与输入电压的关系为：

图5 ，负偏置同相放大电路

对比 ，以及，可知电路的交流增益和偏置系数分别为：

这种电路只允许输入信号在某个正值区间变化（参见表1）。

3-6 ， 负偏置反相放大电路

可以采用图6所示的电路。输出与输入电压的关系为：

图6 ，负偏置反相放大电路

对比 ，以及，可知电路的交流增益和偏置系数分别为：

这种电路只允许输入信号在某个负值区间变化（参见表1）。

4.设计举例

某采用VCC=+5V单电源供电的便携仪器要求把磁通门传感器输出的-7V到+7V电压转变成为0到5V的电压，之后送给ADS1251 24位AD转换器。我们选用轨对轨输出的单电源运放MAX4634完成这个转换工作。首先用输入输出特性上的两个已知点（-7V，0V）和（7V，5V）计算要求的交流增益和输出偏移量：

因为，，所以选用图3所示的正偏置同相放大电路。同时让，，使输入输出关系式得以简化。根据前面的讨论，这时电路的偏移电压，交流增益=0.357，取，则。设计结果如图7所示。

图7 正偏置同相放大电路设计实例

本实例取自笔者开发的仪器，已应用多年。

参考文献：

偏置电路设计篇（2）

1 前言

比较器是一种带有反相和同相两个输入端以及一个输出端的器件，该输出端的输出电压范围一般在供电的轨到轨之间，运算放大器亦是如此。

比较器具有低偏置电压、高增益和高共模抑制的特点。运算放大器亦是如此。

运算放大器有如此多相似之处，但我们却不能忽略他们的细微差别。

比较器拥有逻辑输出端，可显示两个输入端中哪个电位更高。如果其输出端可兼容TTL或CMOS，则比较器的输出始终为正负电源的轨之一，或者在两轨间进行快速变迁。比较器设计用于开环系统，用于驱动逻辑电路，用于高速工作，即使过载亦是如此。

运算放大器有一个模拟输出端，但输出电压不靠近两个供电轨，而是位于两者之间。这种器件设计用于各种闭环应用，来自输出端的反馈进入输入端。其偏置电流通常低于比较器，而且成本更低。运算放大器设计用于闭环系统，用于驱动简单的电阻性或电抗性负载，而且不能过载至饱和状态。

正是这些细微差别，比较器和运算放大器大多数时候会被区别对待，分别实现不同的功能。但若稍作改变，利用他们的相似之处，又可以解决一些实际问题。文章就运放OPA699同时作为运算放大器和电压比较器进行接收电路设计，讨论，并通过试验结果进行现象分析。

2 光电探测电路原理

如图1所示为光电探测电路原理图，光电探测器通过偏置电路将接收到的光脉冲信号转换为电压脉冲信号，输入到放大电路，经过一级放大和整形等操作，输入到信号处理单元。

图1 光电探测电路原理框图

3 电路各部分设计及功能实现

3.1 光电探测器及偏置电路设计

光电探测器将光信号转换为电信号，一般在设计中主要考虑响应度，响应时间，光谱响应范围等参数。此设计中采用普通的硅PIN光电二极管，反向偏置电压为5v，其在反偏电压下工作电路如图2：

图2 光电探测器及偏置电路

3.2 放大电路设计及功能实现

3.2.1 放大电路设计

经光电二极管接收、转换的信号，其幅度和信号比不足以满足信号处理的要求，为了得到足够的放大倍数和更高的信噪比，还需要进行信号的再放大。放大电路如图3所示：

放大电路放大经光电二极管光电转换之后的电信号，考虑到运算放大器的放大倍数基本由电阻决定，受温度影响较小，在放大电路中选取TI生产的电压反馈限幅运算放大器OPA699的组成所需的放大电路。OPA699的-3dB带宽为1000MHz，压摆率为1400v/？滋S，噪声为4.1nV/，是一款高速低噪声运算放大器，满足基本的脉冲信号的放大需求。

运算放大器是一种双电源器件，因而必须通过采用外部元件的某种偏置将运算放大器的输出电压偏置到供电电压的位置，对于给定电源电压，这种方法可实现最大输入和输出电压摆幅。也就是说，为了避免削波现象，需使输出电压偏置到电源电压的一半附近。但是若通过简单的分压器将同相引脚偏置到电源电压的一半，极易引入低频寄生振荡或其他形式的不稳定现象。

该放大电路采用同相比例运算电路，进行单电源固定增益的放大，增益系数由R30/R29决定，本设计中设定放大倍数为5。

本设计中通过电容C34在分压器的抽头点设置旁路，用以处理交流信号。电阻R26为基准电压提供直流回路，同时设定电路（交流）输入阻抗。在本电路中，采用R27和R28组成的分压器，该网络的-3dB带宽由R27、R28和C34构成，如设定R27/R28为2.4kHz/2.4kHz，C34电容值为0.1uF，则：

此设计对于1.33kHz以下的电源上存在的噪声信号可以抑制掉。对于电容C34，若取值足够大，能够对分压器电路通带带宽内所有频率起到旁路的功能。该网络设置有效法则是将极点设为-3dB输入带宽的十分之一。

3.2.2 放大电路功能实现情况

输入脉宽为10ns的激光脉冲信号后，放大电路输入信号和输出信号情况如图4所示。

由图4可以看到，此电路能正常实现信号放大的，完全起到了放大高速微弱信号的作用。

3.3 阈值比较电路及电路实现情况

3.3.1 阈值比较电路

本设计中，阈值比较电路通过电压反馈运算放大器OPA699作为电压比较器实现，具体电路设计如图5所示：

高输入阻抗运算放大器OPA699作为比较器亦通过单电源实现，R33和R35实现将运算放大器的输出电压偏置到供电电压的位置，R34则提供阈值电压参考值，根据实际需要，此处设置阈值为200mV。电阻R32为基准电压提供直流回路，同时设定电路（交流）输入阻抗。

3.3.2 阈值比较电路工作情况

窄脉冲激光信号经放大输出进入比较器，经阈值比较后输出TTL脉冲信号，通过判别前沿获取时间信息，放大电路输出和阈值比较电路输出的输出波形如图6所示：

由图6可以看到，实现阈值比较功能的运算放大器OPA699能够对脉宽为10ns的快速信号进行阈值判别，完全能够满足实际应用需要。

4 结束语

该电路中，单电源供电方式设计的放大电路有效解决了信号放大的问题，方便后续电路的处理；阈值比较电路能进一步得到足够放大倍数的信号，有效地去除噪声，提高信噪比，为后续进行信号处理提供了保证，也就是说，此类应用中，尤其对供电方式要求单一的应用中，将运算放大器用作比较器是一种可行的设计选择。

运算放大器不但有单运放封装，同时提供双运放或四运放型号，这类双核和四核型号比两个或四个独立运算器便宜，而且占用电路板面积更小，进一步节省了成本。另外，比较器专门针对干净快速的切换而设计，因此其直流参数往往赶不上许多运算放大器。因而，在要求低输入失调电压和低输入偏置电流等的应用中，将运算放大器用作比较器可能比较方便。

但是用作比较器的运算放大器没有负反馈，因此其开环增益非常高。跃变期间，哪怕是极少量的正反馈也可能激发振荡。反馈可能来自输出与同相输入之间的杂散电容，也可能来自共地阻抗中存在的输出电流。虽然通过设计布局降低杂散电容等方法进行补偿，但不稳定性的确是隐形存在的“不定时炸弹”。另外，将运算放大器用作比较器时，受饱和影响，其反应速度低于期望水平，如果高速非常重要，将运算放大器用作比较器可能达不到预期效果。

总之，文章提供了一种可行的光电探测电路的设计手段，在实际应用时，必须了解相关知识，以确保所选运算放大器能达到要求的性能。

参考文献

[1]童诗白，华成英.模拟电子技术基础[M].第三版.高等教育出版社，2003.

[2]TEXAS INSTRUMENTS，Inc OPA699 Datasheet[Z].2012

偏置电路设计篇（3）

1 交流耦合放大器的偏置电流处理

交流放大器往往采用阻容耦合的形式来隔离输入信号的直流分量，这种方法在设计高增益放大器时更为常见，阻容耦合交流放大器如图1所示。如果在输入端接入隔直电容而不提供直流偏置通路就容易出现问题。

然而，输入信号的直流分量会对电容充电，使其端电压超过共模电压或输出电压的极限。根据输入电流的极性会使电容器两端的电压上升到电源电压（正电压值或负电压值），同时放大器的闭环DC增益也会放大偏置电压。这个充电过程可能需要很长的时间来完成，而一般设备又很难检测到。

解决这个问题的办法可以考虑在原电路的基础上为输入端增加一直流偏置电路。图1虚线框中R1的作用就是为输入偏置电流提供一个对地回路。为了使输入偏置电流造成的失调电压最小，为使其两个输入端的偏置电流相等，R1的取值通常为R2、R2并联等效值。然而，Rl总会将电源的早上引入到电路中，在考虑到输入阻抗和耦合电容尺寸时，R1典型的取值通常在100KΩ-1MΩ之间。

2 仪表用放大器的偏置电流处理

如图2所示为使用两只电容进行AC耦合的仪表放大器中，没有提供输入偏置电流的返回路径，这个问题在单电源或双电源供电的仪表放大器电路中都常见。这类问题也会出现在变压器耦合放大器电路中，如果变压器次级电路中没有提供DC对地回路，该问题就会出现。

仪表放大器偏置回路的简单解决办法是在输入端（同相端和反相端）与地之间都接一个高阻值电阻（RA、RB），图2中虚线部分，这种简单使用的方法比较适合双电源仪表用放大器。在采用单电源供电的放大器中，两个参考端也可接一个偏置电压，通常偏置电压取电源电压的1/2。

3 仪表放大器参考电压的处理

为了简便，在设计电路时都采用简单的方法为放大器和ADC提供参考电压，但这样会产生误差，甚至影响电路的工作。

设计电路时，仪表放大器的参考电压输入端都假设为高阻抗，所以总想在参考电压端接入一个高阻抗源，如图3所示中采用的电阻分压器，这样在某些类型仪表放大器的使用中会产生严重的误差。

仪表放大器的参考电压输入端直接与一个简单的分压器相连，这会改变减法器的对称性和分压器的分压比，还会降低仪表放大器的共模抑制比及其增益精度。然而，如果接入R4，则该电阻的等效电阻会变小，减小的电阻值等于从分压器的两个并联支路看进去的等效电阻值50k，该电路表现为一个大小为电源电压一般的低阻抗电压源被加在原值R4上，减法器电路的精度保持不变。

仪表放大器采用一个IC实现的话，这种方法就不在适用，同时还要考虑分压电阻的温度系数应与R4和减法器中的电阻保持一致，参考电压不可调。另外，如果采取减小分压电阻阻值的方法使电阻的大小变换忽略会增大电源和电路的功耗。

在分压器和仪表放大器参考电压输入端之间增设一个低功耗运算放大器组成的缓冲器可以解决这个问题。因为这样可以消除阻抗匹配和温度系数匹配的问题，调节参考电压也更方便。为了保证PSR性能，在设计放大器时就容易忽略电源噪声、瞬变或漂移通过参考端分压比经过衰减后直接送到输入端，可以采用旁路甚至精密参考电压产生电路来替代电阻分压器。

如图4所示电路，在分压器的输出端增加一个大容量电容器来滤除电源电压的变化所带来的影响，同时也保证了PSR性能。滤波器的-3dB极点由电阻R1/R2并联和电容C1决定，-3dB极点应该设置在最低有用频率的1/10处。图中的CF能够提供大约0.03Hz的-3dB极点频率，接在R3两端的0.01uF电容可使电阻的噪声最小，该滤波器充电时间大约为10～15s。

[参考文献]

偏置电路设计篇（4）

1.引言

随着电子技术的高速发展，DC/DC变换器已广泛应用于便携式电子系统中，如笔记本计算机、蜂窝电话、寻呼机、PDA等。而低压差LDO（Low Drop-out）属于DC/DC变换器中的降压变换器，比传统的线性稳压器有更高的电源转换效率，而比开关式稳压器有更简单的结构、更低的成本和更低的噪声特性，广泛应用在锂电池充电以及低压数字电路电源等场合。带隙（Bandgap）基准电路由于具有较高的精度已被广泛应用在各种模拟集成电路中。基准电压的精度直接影响输出电压的精度，因此高精度基准参考电压电路是LDO稳压器的的关键模块。

典型的LDO线性稳压器的系统框图如图1所示。主要由调整元件（Pass Element）、参考基准电路（Reference）、误差放大器（EAMP）及采样电阻网络（RS1及RS2）等组成。其工作原理是：电路上电后，启动电路使电路尽快上电启动，误差放大器的同相输入端输入由采样电阻RS1及RS2对输出电压VO采样后的采样电压VP，且VP=Vout·RS·[1/（RS1+RS2）]；反向输入端输入带隙基准模块产生的带隙基准电压VREF，误差放大器的输出驱动调整元件，通过改变其导通电阻，最终实现稳定输出，输出电压Vout为：

具有良好性能的带隙基准电路必须保证在一定的范围内随着电源电压、工艺参数及温度的变化而发生极小的变化。虽然通过复杂的电路设计可以使得设计的基准电压具有极小的温度系数和极高的电源抑制能力，但过于复杂的电路设计会导致电路较高的电流消耗，从而使整个LDO的静态电流增加，效率降低。本文设计了一款基于LDO器的结构较为简单的带隙基准电路，放大器设计为三级放大，具有较高的增益，从而可减小基准电压源温度系数的漂移；经过对放大器偏置电路的精心设计获得较好的电源抑制能力。

2.带隙基准基本电路的结构与实现

带隙基准源发展至今，已取得了许多成就，为了满足不同的要求，有很多种不同的电路构架。其主要工作原理是利用工艺参数随温度变化的特性，产生正负两种温度系数，正温度系数电路的实现一般是用运算放大器使得偏置在不同电流下的两条电路支路电压相等，通过在大电流密度的支路上串联一个电阻就可以得到两个VBE电压之差。而负温度系数则直接使用双极晶体管的基极-发射极的PN结电压。图2是带隙基准的基本电路结构，R1支路产生VBE电压，运算放大器AV使得X点和Y点稳定在近似相等的电压，在R3上就可以得到两个VBE电压之差，然后利用运算放大器的负反馈通过电阻比值把两个电压相加，就可以在放大器的输出端得到基准电压。

对图2进行分析，输出电压为：

从式（2）、（3）中可得到带隙基准电压只与PN结的正向压降、电阻的比值以及Q2和Q1的发射区面积比有关，因此在实际的工艺制作中将会有很高的精度。当基准建立之后，基准电压与输入电压无关合理设置电阻比例和PNP管发射极面积比，可以使正负温度系数相抵消，使带隙基准电压VRE具有接近零的温度系数。

3.本文设计的基准电路图

3.1 带隙基准电路中运放和偏置电路的设计及分析

基于上述原理，设计的带隙基准电路如图3所示。电阻R1、R2、R3和晶体管Q1以及Q2构成带隙核心电路；晶体管M1～M9组成了图3中的运算放大器AV，该运算放大器有三级放大从而可获得较高的增益，较高的放大器增益可确保流过电阻R1和R2上的电流相等，从而可减小由于流过电阻R1和R2上的电流的差别导致的基准电压源温度系数的漂移；M10、M11和电阻R4为放大器提供偏置。

3.2 其他重要组成电路的设计

小宽长比的MOS管M12、M13和电阻R5串连，组成一个等效电阻很大的二极管，构成启动电路；电容C1、C12为补偿电容，同时，C1还兼有输出滤波功能。电路的工作过程如下，当电路刚上电时，电路处于锁定状态，M8截止，启动电路将M9的栅极电压下拉至零，M9导通，产生较大的VRE，同时产生偏置电流，使电路摆脱锁定状态，由于运算放大器的负反馈作用最终将输出电压VREF稳定在由（4）式确定的值上。

3.3 带隙基准电路

该电路设计的新颖之处在于放大器的偏置电路的设计上。从对输入电源Vcc的电源抑制特性上考虑，要提高输出电压VREF的电源抑制比，就需要提高负反馈运算放大器的电源抑制比。图3设计的偏置电路中，若去掉晶体管M11，同样可以产生偏置，但此时偏置电流与电源电压直接相关，使得整个电路的电源纹波抑制能力差。增加了M11管后，通过使用电路产生的基准电压VREF来产生电路的偏置电流，从而可大大提高电路的电源纹波抑制能力。

4.性能仿真验证

表征基准电压源性能的主要参数有基准电压温度系数以及基准电压对电源变化的抑制能力包括电源抑制比和电压调整率。高精度基准要求较小的温度系数和强的电源抑制能力。

根据以上分析，使用Cadence Spectre对电路进行仿真，图4为带隙基准源温度特性曲线仿真结果。从图4可以得出，由温度系数ar（表示由于温度变化引起输出电压的漂移量）的计算公式：

温度从-40～140℃变化时，温度系数为7.7?10-6/℃，电路表现了良好的温度特性。

图5为电压源抑制比（PSRR）仿真结果，可以看出在低频时，基准源电路的电源抑制比可达-76dB。

图6为电源供电电压扫描仿真结果，从图中可以看出，电路能够正常启动的正常启动的最低电压为1.5V，同时考虑温度和模型变化时，电路的正常工作范围为2～4.5V。

5.结论

本文针对LDO线性稳压器对基准模块一方面有较高的精度要求，另一方面又有较低静态电流要求的矛盾，设计了一个结构简单实用，性能出色的带隙基准电路。仿真结果表明，基准电压的温度系数较小，电源抑制能力较强。同时，启动电路及偏置电路的设计可以为其他相关电路的设计提供很好的借鉴。

参考文献

[1]Behzad Razavi，陈贵灿，程军，张瑞智等译.模拟CMOS集成电路设计[M].西安：西安交通大学出版社，2003.

[2]康华光，陈大钦，张林.电子技术基础（模拟部分）[M].北京：高等教育出版社，2006.

[3]杨卫丽，汪西川，邓霜.一种低功耗差动CMOS带隙基准源[J].微计算机信息，2005（07）：120-122.

[4]程军，陈贵灿.两种新型CMOS带隙基准电路[J].微电子学与计算机，2003（07）：67-70.

[5]曾健平，田涛，刘利辉等.低功耗高电源电压抑制比CMOS带隙基准源设计[J].湖南大学学报（自然科学版），2005（05）：39-42.

[6]姜生瑞，郭利芳，张颖斐.高性能带隙基准电压源的设计[J].电子测试，2012（09）：62-67.

[7]Philip E.Allen.CMOS Analog Circuit Design，Second Edition.Beijing：Publishing House of Electronics Industry，2002：84-179.

偏置电路设计篇（5）

中图分类号：TM56 文献标识码：A 文章编号：1007-9416（2015）05-0000-00

1引言

由于砷化镓微波固态功率放大器具有高频率、低噪声、大功率等一系列优点，因此被广泛应用在军用雷达、卫星通信、遥控等方面，本文根据砷化镓器件的自身特性对器件的加电保护电路进行了讨论。

2砷化镓器件特性

砷化镓器件主要工作原理是当栅极加反向偏压时，栅压（绝对值）越大，耗尽层越宽，则中型沟道越窄，沟道电导变小，在漏源电压一定的情况下，沟道电流变小，即通过栅极电压控制漏极电流的大小。

3MOS管的加电保护电路设计

MOS晶体管，是单极性晶体管，按导电沟道分为PMOS和NMOS，其具有开关速度快、高频性能好、输入阻抗高、驱动功率小等诸多优点，因此常作为砷化镓器件加电保护电路的开关使用。

4 NMOS管加电保护电路设计

如图1所示，NMOS管加电保护电路采用设计输出式串联型稳压开关电路，其包括开关电路、采样电路、基准电压电路、放大电路共四部分组成。

4.1开关电路

开关电路有晶体管、电阻、电容组成，当没有负电压输入时，晶体管处于饱和状态，MOS管的栅极为低电平，处于截止状态；当输入为负电压时，晶体管处于截止状态，MOS管的栅极为高电平，处于饱和或线性放大状态。

4.2采样电路

采样电路是由电阻和二极管组成的分压器将输出电压的一部分作为反馈电压送到放大电路。

4.3基准电压电路

基准电压电路由稳压管二极管和电阻组成，作为比较的基准。

4.4放大电路

放大电路是由晶体管构成的直流放大电路，它的基-射极电压是反馈电压和基准电压之差，用这个电压通过放大管去控制调整MOS管。

5 PMOS管开关设计

PMOS管的砷化镓加电保护电路原理图如图2所示，其主要由开关电路组成，其中输入正压通过PMOS管由源极输入，漏极输出，栅极控制漏源之间的导通，当MOS管栅源电压高于开启电平时，MOS管开启，否则MOS管截止，当负电压正常提供时MOS管栅极到地导通，大于开启电平，MOS管开启，正电压为砷化镓器件漏极提供偏置电压，当负电压开路或短路时，为零，MOS管截止，正电压无法通过。

6加电保护电路的适用范围

6.1 NMOS管加电保护电路适用范围

采用NMOS管的加电保护电路进行负压偏置时，其可以实现砷化镓器件的上电保护，即栅极负电压控制漏极偏压的通断，当栅极没有负压偏置时保证漏极没有正电压，由于其具有放大电路，故其适用于输出正压可稳压调整的偏置电路。

6.2 PMOS管加电保护电路适用范围

采用PMOS管的加电保护电路进行负压偏置时，亦可以实现砷化镓器件的上电保护，但由于其不具备放大电路，其输出不具有稳压功能，故其适用于输出正压不可调整的偏置电路。

7结语

本文介绍了基于MOS管的砷化镓器件加电保护电路的设计方法，并给出了PMOS管、NMOS管的加电保护电路设计实例，当然，用MOS管设计加电保护电路不止上述类型，但文中的原理和方法同样有助于其他方案的理解和分析。

参考文献

偏置电路设计篇（6）

1 电路容差分析方法

国家军标GJB/89-97《电路容差分析指南》中指出，容差分析是一种预测电路性能参数稳定性的方法。常用的分析方法有两种，一是以灵敏度为基础的方法，如最坏情况分析法，（Worst-Case Analysis），它是一种非概率统计方法，分析在电路组成元器件参数最坏情况下的线路性能参数偏差，它利用已知元器件参数的变化极限来预计电力性能参数变化是否超过了允许范围。在预计电路性能参数变化范围时，元器件参数的变化取上、下极限值，因此它得到的是电路性能指标最大偏差，最严格地决定了元件所能容许的误差，虽然实际生产中，这种情况出现的概率很小，是一种很保守的情况分析，但它对衡量产品质量非常有用，即通过了最坏情况分析的设计，电路可靠性最好，对航天、反应堆等风险较大设备的电路尤为适用。

第二种方法是以概率统计为基础的方法，如蒙特卡洛分析法，它是当电路组成部分的参数服从某种分布时。对其进行大量随机抽样，对电路进行仿真分析，计算电路性能参数的统计特性和偏差范围的一种统计分析方法。

不论哪种分析方法都需要建立具体电路的数学模型，不但计算复杂，工作量巨大，而且电路模型不能通用，因此限制了容差分析技术在工程实际中的应用。随着EDA（Electronic Design Automation）技术的飞速发展，出现了许多电子系统仿真软件，在这些软件上进行电路容差分析，可避免传统容差分析计算量大，参数调整缺乏灵活性等问题。在众多EDA软件中，OrCAD公司的Pspice软件因其专业性强、计算精度高、仿真结果合理等特点，使得在其基础上的电路容差分析具有更好的实用意义。

2 某装置储能放电单元电路指标分析

图1 储能放电单元电路模型

某装置中储能放电单元是其重要环节，要求具备较高的可靠性，其电路模型如图1所示，其中C为储能电容，L为放电回路总电感（包括电容器电感、传输线电感和负载电感），R是放电回路等效电阻。当该单元电路元器件参数发生偏差时，可能导致放电电流周期和幅值发生改变，从而使得某装置无法实现既定功能。因此需研究各元件参数的偏差对电路性能的影响情况，并在保证放电电流周期和幅值的满足要求的前提下合理选择元件的偏差范围降低产品成本。

在设定偏差为±10%的情况下，对放电电流幅值及周期分别进行瞬态响应仿真，仿真曲线如图2及图3所示。其中曲线1为无偏差时情况，曲线2为最坏情况曲线。

图2 无偏差和偏差为±10%时电流幅值IM仿真曲线

图3 无偏差和偏差为±10%电流周期T仿真曲线

由仿真曲线可知，结果满足要求。

为了得到更好的经济指标，放宽器件的偏差要求，可继续将表1中的偏差范围取值为±11%或更大来进行仿真研究。当偏差范围取值为±11%、±12%时，系统仍然满足指标要求，但当偏差范围取值为±13%时，电流幅值的仿真曲线为图4所示，同样曲线1为无偏差时情况，曲线2为最坏情况曲线。

图4 无偏差和偏差为±13%电流幅值IM仿真曲线

由图4可知，在偏差取值为±13%时，电流幅值几乎小于3.0kA，电路可靠性不够，因此，选择元器件参数偏差为±12%，是经济指标和可靠性指标都较好的偏差范围。

4 结论

对某储能放电电路应用Pspice进行最坏情况分析，显示该放电单元电路元器件参数偏差选为±12%的条件下，放电电流周期和幅值均能满足电路性能指标要求，为实际生产提供了理论依据，节省了设计时间，扩大了器件选型范围，降低了电路成本。

【参考文献】

石永山，王飞，刘铭.电路容差分析在设计中的应用.光电技术应用，2010，12.

偏置电路设计篇（7）

220Kv的输电线路要能可靠安全的送到用户端，支撑架空传输线路的铁塔对保证供电质量起着十分重要的作用。目前，由于受到各种人为因素及其外界地理条件等各种因素的影响，导致铁塔的地基会产生不同程度的位移和沉降，对输电线路的安全可靠运行造成了很大的威胁，也给供电企业的野外管理造成了很大的影响。到目前为止，国内外对于普通建筑物的地基纠偏加固具有比较丰富的经验，但是对于输电线路的铁塔地基加固纠偏的研究并不多，关于铁塔基础误差纠偏的研究报道也很少。由于输电线路的铁塔结构属于高耸结构，在很多方面，例如：铁塔的材料、铁塔的组成结构、铁塔的受力情况以及铁塔的基础形式等，和普通的建筑物存在着较大的区别，所以，对输电线路铁塔的基础误差进行纠偏研究是亟待解决的一个问题。本文以作者单位所辖的220kv输电线路的倾斜铁塔加固工程实例，深入探讨对于220KV输电线路铁塔基础误差纠偏的关键技术，并指出需要进一步研究的问题。

1、工程概况及倾斜原因分析

某工程已经建成的220KV输电线路铁塔，某端线塔形为KGU1-45，呼称高度是45m，全部高度为67.5m。地基基础共有4块混凝土支撑板，土层基地没有经过任何的加固处理。由于地基基础是由独立的4部分组成，由于受到各种外界环境的影响，四个脚的地基基础有三个脚产生了不同程度的位移和下沉，并具有进一步发展的趋势。变形观测结果如下表1：

根据工程所在处的地质条件分析，产生此种情况的主要原因是地基软弱下卧层分布不均匀而造成的。

2、对基础误差进行加固纠偏的指导思想和实施原则

2.1 基本指导思想

在对基础进行加固纠偏的全过程中，务必确保4个塔脚的底部处在同一平面；在进行纠偏的过程中，保证输送电尽量不受到任何的影响，铁塔也不用更换或者是改建；原来的4个塔脚在施工的过程中要尽量不受到任何程度的破坏，但是他们的受力情况要发生部分程度的改变；纠偏的主要技术措施以顶升调平为主。

2.2 基本设计原则

第一步，设置刚度和强度都比较大的桩顶平面框架梁，这个框架梁并非独立设置，必须和原来的基础连接在一起；第二步，在设置好的框架梁上设锚杆静压桩孔，并压入大小为250mm*250mm的方桩，以便能使上部的铁塔荷载发生转移，转移到框架梁和静压桩，实现静压桩的加固托换。为了保证能达到顶升调平的目的，要在各个静压桩的顶部加上设置维持压入荷载的装置，以便进行顶升作业；下降的三个脚在纠偏顶升的过程中，对于出现的空隙要使用水泥浆进行灌满；整个作业完成后，上部铁塔和导线荷载全部由平面框架梁和锚杆静压桩群承担。

3、实施加固纠偏的基本步骤

3.1 加固纠偏的方案设计

按照上述的指导思想和基本原则，设计出如下的加固纠偏方案，主要过程见下图1.

3.2 加固纠偏的方案设计计算

对于铁塔的加固纠偏方案进行设计时，必须进行计算，计算的内容主要包括以下几个部分：第一部分，原来基础铁塔的自身重量；第二部分，新增顶升机构的自身重量；第三部分，传输铁塔自身的重恒载和风载；第四部分，顶升时覆土可能产生的力。

3.3 加固纠偏的施工控制技术

加固纠偏的施工技术主要包括以下几个方面：

（1）原位设置平面框架梁，确保纠偏全过程中4个塔腿底部始终在一个平面上，减小塔脚次应力，框架梁尺寸为2 mX 1m；框架梁初始状态设置为非水平的，是南低北高的，纠偏复位后方使框架梁恢复到原来的水平位置。目前各独立小基础顶部1 mX 1m墩基顶南北两个端点间高差达20 mm，与整个塔身的倾斜率基本一致。因此，框架梁的初始顶面可设置为与现在有4个1 m×1m墩基顶面齐平。纠倾到位时，所有原有基础和新增框架梁全部处于水平位置。

（2）在新建基础预留锚杆静压桩孔，进行地基锚杆静压桩加固托换；锚杆静压桩的压桩力应以能满足刚性框架抬升、调平至完全水平位置的需要，同时不能大于500 kN（方桩的尺寸为250 mmX 250mm），以保证桩身强度不被破坏。因此，桩群的施工流程必须采取信息化施工原则，即轮流微调的操作形式，不能操之过急。若能考虑到桩数可能不足，难以纠偏到位这一非常规因素，则宜在框架梁南侧多留两个压桩孔，以供万一需补桩用。

（3）采用顶升法对II，III，I三个下沉基础进行纠偏，使塔脚回复在一个水平面上。

（4）为了使整个纠倾工程始终保持绝对安全的状态，原有基础必须与框架梁同步顶升移动，不受破坏或削弱。基底下产生的空隙必须用灌浆方法填补。

（5）顶升机构的设计可以用液压式千斤顶，置放在已压入的锚杆静压桩顶部中心位置，在框架梁顶面该桩桩位处设置带传感器的荷载维持装置，20个桩位静压桩必须先行压入孔内到位。然后在维持荷载阶段，用带传感器的荷载维持装置塞到反力架空挡内。抽出液压式千斤顶，荷载转移到荷载维持装置。纠偏到位后，直接将微膨胀细粒混凝土灌入桩孔的内腔。7～8 d凝固后，即可拆除加荷框架，材料回收，4根锚杆可交叉焊上钢筋，然后浇上高强混凝土。

（6）纠偏加固实施前，宜对电塔塔身先行加固，同时加固纠偏过程应采用信息化施工，以确保纠偏过程电塔塔身绝对安全。

4、结束语

对输电线路铁塔进行加固和纠偏，采取上述方式从最终的应用情况可知，具有较好的推广效果，也是具有较高的性价比的。主要的优点表现如下：（1）节省资金，和传统的纠偏加固方法相比能够节约50%左右；（2）施工过程的危险程度较低；（3）整个的纠偏过程不影响输电工作的正常进行；（4）施工结束后，具有较好的处理效果。尤其是对于那些地质基础不太好，并且停电时间要求较短的线路来说，具有更好的综合效益。

偏置电路设计篇（8）

一、前言

输电线路杆塔接地对电力系统的安全稳定运行至关重要。降低杆塔接地电阻是提高线路耐雷水平、减少线路雷击跳闸率的主要措施。由于杆塔接地不良而发生的雷害事故所占线路故障率的比例相当高,这主要是由于雷击杆顶或避雷线时,雷电流通过杆塔接地装置入地,因接地电阻偏高,从而产生了较高的反击电压所致。这一点从110kV 、220kV 线路雷害事故调查可以得到证实, 即易发生雷击故障的杆塔, 大都接地电阻偏高。杆塔接地电阻偏高的原因是多方面的, 既有客观条件方面的原因, 又有设计方面的原因, 还有施工方面和验收测量方面的原因。但外界自然条件如土壤电阻率较高、地质情况复杂、施工条件差是其主要原因。这里主要针对新疆750kV线路所进过的戈壁、山区地区输电线路杆塔接地电阻偏高的原因进行了分析, 提出了降低输电线路杆塔接地电阻的措施。

二、输电线路杆塔接地设计技术规程的一般要求

关于杆塔的接地电阻, 电力工程高压送电线路设计手册做了如下规定:

1、有避雷线的线路, 每基杆塔不连避雷线的工频接地电阻, 在雷季干燥时, 不宜超过下列数值：

有避雷线的线路杆塔的工频接地电阻

注: 如土壤电阻率超过2000Ωm , 接地电阻很难降低到30Ω时, 可采用6~ 8 根总长不超过500m 的放射形接地体或采用连续伸长接地体, 接地电阻不受限制。

2、送电线路接地装置的型式

2.1 在土壤电阻率ρ100Ω•M的潮湿地区，可利用铁塔的自然接地，不另设人工接地装置。

2.2 在土壤电阻率100

2.3 在土壤电阻率300

2.4 在土壤电阻率ρ>2000Ω•M的地区，可采用6~8根总长度不超过500m的放射形接地体，或连续伸长接地体。放射型接地体可采用长短结合的方式。接地埋设深度不宜小于0.3m。

2.5 居民区和水田中的接地装置，包括临时接地装置，宜围绕铁塔基础敷设闭合环形。

2.6 放射形接地体每根的最大允许长度，应根据土壤电阻率确定，见下表：

2.7 在高土壤电阻率地区，当采用放射形接地装置时，如在杆塔基础附近（在放射形接地体每根最大长度的1.5倍范围内）有土壤电阻率较低的地带，可部分采用引外接地或其他措施。

三、输电线路杆塔接地电阻偏高的原因分析

输电线路的雷击跳闸率与输电线路杆塔接地电阻密切相关。在新疆地区输电线路杆塔接地电阻偏高的地段, 往往是戈壁、山区地段，它们都有共同的特点，就是地下水位低、干燥、地形复杂、交通不便等。在我们这几年建设的750千伏乌-吐-哈输电线路工程、750千伏吐-巴输电线路工程都在戈壁、山区地段出现了部分杆塔接地电阻偏高等现象。因而, 分析杆塔接地电阻偏高的原因并采取有效的降阻措施是摆在我们面前亟待解决又非常艰难的任务。输电线路杆塔接地电阻偏高的原因是多方面的, 仔细归纳起来有以下几个方面的原因。

1、客观条件方面的原因

1.1 土壤电阻率偏高。特别在新疆30里、100里风区戈壁段及山区地段, 由于土壤电阻率偏高, 对杆塔的接地电阻影响较大。据在乌-吐-哈工程及吐-巴工程统计, 接地电阻超标的杆塔所处地段的土壤电阻率大都在1000Ωm 以上, 有的地段甚至高达10000Ωm以上。

1.2地形复杂、地质条件差,戈壁卵石多、土层薄或根本没有土层。山区杆塔所在地段为山岩, 如750千伏乌-吐-哈线路后沟山区上的一些杆塔，750千伏吐-巴线路在干沟山区的一些杆塔, 所处地段基本上都是岩石, 这就给接地装置的施工带来了极大的困难。

1.3土壤干燥。在新疆30里、100里风区戈壁段,土层里含沙量非常高、相当干燥，而大地导电基本上是靠离子导电, 而可以离解的各类无机盐类只有在有水的情况下才能离解为导电的离子, 干燥的土壤导电能力是非常差的, 这是戈壁滩杆塔接地电阻偏高的原因。

2、勘探设计方面的原因

在新疆三十里、百里风区戈壁段、山区复杂地形的地段, 由于土壤不均匀, 土壤电阻率变化较大, 这就需要对每基杆塔进行认真的勘探、测量。根据每基杆塔的地形、地势、地质情况, 设计出切合实际的接地装置。而往往勘探设计人员在设计杆塔接地装置时就容易出现如下问题:

2.1不是到每基杆塔所在位置测量土壤电阻率及其分布, 而是想当然地取一个平均值, 这样, 土壤电阻率的取值就与现场实际出入较大。

2.2不根据每基杆塔的地形、地势情况合理设计杆塔接地装置并计算其接地电阻, 而是套用一些现成的图纸或典型设计。这样的设计往往与现场情况不符。现场很难按图施工。这样从设计上就留下了

先天性的不足, 造成一部分杆塔的接地电阻偏高。

3、施工方面的问题

对于输电线路杆塔的接地来说, 精心设计虽然重要, 但严格施工更重要。因为输电线路要经过地形复杂、交通不便的山川、戈壁。特别是位于山岩区的杆塔, 水平接地沟的开挖十分困难, 而接地工程又属于隐蔽工程, 如施工过程中不能实行全过程的技术监督, 就会出现如下一些问题:

3.1不按图施工。尤其是在施工困难的山区、岩石地区, 偷工减料不按图施工的现象屡有发生, 如水平接地体敷设长度不够等。

3.2接地体埋深不够。特别是山区、岩石地区,由于开挖困难, 接地体的埋深往往不够, 由于埋深不够会直接影响接地电阻值。再者, 上层土壤容易干燥, 新疆气温寒冷，受冻土层的影响等都会影响接地电阻值。另外由于上层土壤中含氧量高, 对接地体的腐蚀也就较快。

3.3回填土的问题。设计一般要求用细土回填,并分层夯实, 可在实际施工时往往很难做到, 尤其是在岩石地段施工时, 由于取土不便, 往往采用开挖出的碎石回填, 这样接地体就不能与周围土壤保持可靠的电接触, 同时还会加快接地体的腐蚀速度。

3.4采用化学降阻剂或化工盐。采用化学降阻剂或化工盐会在短期内收到降阻效果,但这是不稳定的。因为化学降阻剂和食盐会随雨水而流失, 并加速接地体的腐蚀, 在以后的时间内接地电阻迅速反弹, 并缩短接地装置的使用寿命。

4、杆塔接地电阻测量方面的原因

在近几年施工的750千伏乌-吐-哈输电线路工程、750千伏吐-巴输电线路工程中采用不同的测量接地方法、探针选的地质位置、选用的仪表对接地电阻数值影响都很大。经过大家的认真分析和研究，得出下面结论：

1、辅助接地棒B（测量仪表用的电流极棒）通常都是用直径不小于0.5cm的铁棒作成，埋入的深度一般不小于0.5m。当测量杆塔的接地电阻时，辅助接地棒本身的接地电阻不应大于250Ω，否则就不能满足仪表的灵敏度。

2、探针Z（测量仪表用的电压极棒）通常也都是用直径不小于0.5cm的铁棒作成，埋入的深度一般不小于0.5m。当测量杆塔的接地电阻时，探针本身的接地电阻不应大于1000Ω，超过此值将影响接地电阻的准确度。

四、降低输电线路杆塔接地电阻的措施

要解决输电线路杆塔接地电阻偏高的问题, 首先要对接地电阻偏高的原因进行认真的分析, 到现场进行认真的勘探测量, 进行严格的计算设计, 制定出切合实际的降阻措施, 一般来说要做好以下工作:

1、勘探测量, 要对每基杆塔所在位置的地形、地势、地质情况进行准确勘探, 测量杆塔四周的土壤电阻率及其分布情况, 找出可以利用的地质结构。

2、调查线路经过地段的雷电活动情况和活动规律, 决定所采取的防雷措施及其对杆塔接地电阻的要求。

3、调查线路杆塔经过地段土壤对钢接地体的年腐蚀和土壤的酸碱度。

4、根据以上3项内容进行计算,，设计符合现场实际需要的接地装置图， 制定出切合实际的设计, 并制定出切合实际的降阻措施和施工方案。

降低杆塔接地电阻的措施主要有:

5.1 水平外延接地。如杆塔所在的地方有水平放设的地方。因为水平放设施工费用低, 不但可以降低工频接地电阻, 还可以有效地降低冲击接地电阻。

5.2 深埋式接地极。如地下较深处的土壤电阻率较低, 可用竖井式或深埋式接地极。在选择埋设地点时应注意以下几点:

A：选在地下水位较丰富及地下水位较高的地方。

B：杆塔附近如有金属矿体, 可将接地体插入矿体上, 利用矿体来延长或扩大接地体的几何尺寸。

C:利用山岩的裂缝, 插入接地极并灌入降阻剂。

D:铺设水下接地装置, 如杆塔附近有水源, 可以考虑利用这些水源在水底或岸边布置接地极, 可以收到很好的效果。

5.3增强接地体长度

由多根射线不能满足接地体要求时，可采用两根连续伸长接地线，即将杆塔间接地体在地下相连。结合在750千伏吐-巴输电线路工程实际运用，经过分析表明，当接地体长度增大时，电感的影响随之增大，从而使冲击系数增大；当接地体达到一定长度后，再增加其长度，冲击接地电阻也不再下降。一般说来，水平接地体的有效长度不应大于100m。

5.4 采用降阻剂降低接地电阻时，应采用成熟有效地降阻剂。

5.5 设计手册的规定，对于水分较少的戈壁滩地区，测量时可在探针埋设的位置先挖0.5m的坑，然后将探针砸人坑底，再在坑内加水，同时加盐或降阻剂，使极棒周围1.5-2m范围内土壤为湿润状态，然后进行测量。

5.6 精心施工、严格检查。

A:设计图纸和施工方案制定出后,就要到现场精心地组织施工。对水平接地体, 垂直接地体的布置严格按设计要求布置, 对各焊接头的质量, 降阻剂的使用, 回填土每一个环节严格把关,对整个施工过程实行全过程的质量监督。

B:施工过程要监理到位，强化施工质量管理

监理人员要按规定采用旁站、巡视和平行检验等形式，按作业程序即时跟班到位进行监督检查。

C:工程竣工验收严格把关，加大检查复测的力度

新安装的接地装置，为了确定其是否符合设计或《规程》的要求，在工程完工后，必须经过检验才能投入正式运行。

偏置电路设计篇（9）

中图分类号：TM935.3 文献标识码：A 文章编号：1007-9599 （2013） 02-0000-02

1 程控增益放大器偏置电路

程控增放大器AD8370需要在同相输入端提供稳定的1.5V的直流偏置，因为反相输入端的零输入电压为1.5V。所以该电压的稳定且准确是AD8370零输入无漂移的重要条件。为此对偏置电路的稳定性和抗干扰性有较高的要求，电路设计如图1所示。

电路中输入电压Vref=1.25V为DAC的基准电压，由运放U1构成的同相放大器将电压放大到1.5V。互补对管Q1和Q2构成单电源供电的乙类功率放大器，提高输出电压的驱动电流，所以电容C2要选择大容量的电解电容。电路整体为负反馈形式，进一步提高了输入电压的稳定性，保证了程控增益放大器输入端的稳定。

2 外触发输出信号偏置电路

触发信号的零点必须与高速ADC的共模电压相同，这是保证触发信号与被测信号在显示器上零点相同的重要前提。CH1和CH2的触发信号来自差分放大器输出端，差分放大器的共模电压就是和高速ADC连接在一起的。所以还需要将外触发信号的零点进行处理才能送入触发源选择电路，电路如图2所示。

外触发输出信号偏置电路如图2所示，输入电压Vocm为高速ADC共模输出电压，整体电路为跟随器，输出端采用乙类功放提高驱动电流的同时增加了电压的稳定度。输出电压Vo直接送至外触发电路的阻抗匹配运放的反相端，保证了外触发信号零位电平与ADC共模电压VOCM保持一致。

3 交流触发偏置电路

触发耦合电路中可以选择为交流耦合，就会将触发信号中的直流偏置电压滤掉，为了将直流偏置电压保持到后级触发电路，以保证高速比较器能够正确得到触发脉冲。在触发耦合的交流通道两侧需要提供高速ADC的共模电压VOCM作为直流偏置，具体电路如图3所示。

如图3所示，触发耦合交流通道的偏置电路的电压增益为1倍，实现了电压跟随，输出端采用甲类功放，稳定直流输出VO并且提高了电流驱动能力。

参考文献：

[1]王彦斌.数字存储示波器中300MHz模拟通道设计[D].成都：电子科技大学，2008.

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[3]康华光，陈大钦.电子技术基础（模拟部分）[M].北京：高等教育出版社，1999：227-324.

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[5]寇戈，蒋立平.模拟电路与数字电路[M].北京：电子工业出版社，2008，125-140.

[6]NEC Electronics，Inc.2SK508 Data Sheet[OL].http：//.

偏置电路设计篇（10）

1 光电检测电路的基本构成

光电探测器所接收到的信号一般都非常微弱，而且光探测器输出的信号往往被深埋在噪声之中，因此，要对这样的微弱信号进行处理，一般都要先进行预处理，以将大部分噪声滤除掉，并将微弱信号放大到后续处理器所要求的电压幅度。这样，就需要通过前置放大电路、滤波电路和主放大电路来输出幅度合适、并已滤除掉大部分噪声的待检测信号。其光电检测模块的组成框图如图1所示。

2 光电二极管的工作模式与等效模型

2．1 光电二极管的工作模式

光电二极管一般有两种模式工作：零偏置工作和反偏置工作，图2所示是光电二极管的两种模式的偏置电路。图中，在光伏模式时，光电二极管可非常精确的线性工作；而在光导模式时，光电二极管可实现较高的切换速度，但要牺牲一定的线性。事实上，在反偏置条件下，即使无光照，仍有一个很小的电流(叫做暗电流或无照电流1。而在零偏置时则没有暗电流，这时二极管的噪声基本上是分路电阻的热噪声；在反偏置时，由于导电产生的散粒噪声成为附加的噪声源。因此，在设计光电二极管电路的过程中，通常是针对光伏或光导两种模式之一进行最优化设计，而不是对两种模式都进行最优化设计［4］。

一般来说，在光电精密测量中，被测信号都比较微弱，因此，暗电流的影响一般都非常明显。本设计由于所讨论的待检测信号也是十分微弱的信号，所以，尽量避免噪声干扰是首要任务，所以，设计时采用光伏模式。

2．2 光电二极管的等效电路模型

工作于光伏方式下的光电二极管的工作模型如图3所示，它包含一个被辐射光激发的电流源、一个理想的二极管、结电容和寄生串联及并联电阻。图中，IL为二极管的漏电流；ISC为二极管的电流；RPD为寄生电阻；CPD为光电二极管的寄生电容；ePD为噪声源；Rs为串联电阻。

由于工作于该光伏方式下的光电二极管上没有压降，故为零偏置。在这种方式中，影响电路性能的关键寄生元件为CPD和RPD，它们将影响光检测电路的频率稳定性和噪声性能。CPD是由光电二极管的P型和N型材料间的耗尽层宽度产生的。耗尽层越窄，结电容的值越大。相反，较宽的耗尽层(如PIN光电二极管)会表现出较宽的频谱响应。硅二极管结电容的数值范围大约在20或25pF到几千pF以上。而光电二极管的寄生电阻RPD(也称作"分流"电阻或"暗"电阻)，则与光电二极管的偏置有关。

与光伏电压方式相反，光导方式中的光电二极管则有一个反向偏置电压加至光传感元件的两端。当此电压加至光检测器件时，耗尽层的宽度会增加，从而大幅度地减小寄生电容CPD的值。寄生电容值的减小有利于高速工作，然而，线性度和失调误差尚未最优化。这个问题的折衷设计将增加二极管的漏电流IL和线性误差。

3 电路设计

3．1 主放大器设计

众多需要检浏的微弱光信号通常都是通过各种传感器来进行非电量的转换，从而使检测对象转变为电量(电流或电压)。由于所测对象本身为微弱量，同时受各种不同传感器灵敏度的限制，因而所得到的电量自然是小信号，一般不能直接用于采样处理。本设计中的光电二极管前置放大电路主要起到电流转电压的作用，但后续电路一般为A／D转换电路，所需电压幅值一般为2 V。然而，即使是这样，而输出的电压信号一般还需要继续放大几百倍，因此还需应用主放大电路。其典型放大电路如图4所示。

该主放大器的放大倍数为A=l＋R2/R3，其中R2为反馈电阻。为了后续电路的正常工作，设计时需要设定合理的R2和R1值，以便得到所需幅值的输出电压。即有

3．2滤波器设计

为使电路设计简洁并具有良好的信噪比，设计时还需要用带通滤波器对信号进行处理。为保证测量的精确性，本设计在前置放大电路之后加人二阶带通滤波电路，以除去有用信号频带以外的噪声，包括环境噪声及由前置放大器引人的噪声。这里采用的有源带通滤波器可选通某一频段内的信号，而抑制该频段以外的信号。该滤波器的幅频特性如图5所示。图5中，f1、f2分别为上下限截止频率，f0为中心频率，其频带宽度为：

B=f2-f1=f0/Q

式中，Q为品质因数，Q值越大，则随着频率的变化，增益衰减越快。这是因为中心频率一定时，Q值越大，所通过的频带越窄，滤波器的选择性好。

本设计选用了去处放大器来进行设计。

图6所示的二阶带通滤波器是一种二阶压控电压源(VCVS)带通滤波器，其滤波电路采用有源滤波器完成，并由二阶压控电压源(VCVS)低通滤波器和二阶压控电压源高通滤波器串接组成带通滤波器。

对于第一部分，即低通滤波器，系统要求的低通截止频率为fc，其传递函数为：

第二部分为高通滤波器，系统要求的高通截止频率为fc，其传递函数如下：